实际上BUCK电路工作在闭环状态，所以实际控制开关管通断的信号是由BUCK电路本身的反馈形成的，而不是外界给定的，所以需要在BUCK电路中加入反馈。
如图所示，实际的降压电路采用电压反馈的形式。整个反馈回路包括三个部分：电压采样、单零点补偿和脉宽调制。反馈网络和电压采样是基于两级运算放大器的电路，脉宽调制是比较器。
工作原理是将电压采样输出的信号送入反馈网络，反馈网络的另一端输入参考电压VREF，反馈网络检测采样是否等于VREF。如果VREF大于采样信号，反馈网络的输出VF被升压，脉宽调制是一个比较器，一端是三角波，另一端是VF。VF升压时，脉宽调制输出的占空比明显增大，D增大，由公式VO/VIN=D确定，VO增大，
显然，在实现功能的同时需要考虑循环是否稳定，因此需要对循环进行建模。
图中给出了buck电路和PWM电路的传递函数，ESR为电容上的串联电阻。
则不包括反馈网络下整个环路的传递函数H=H1*H2。
如果BUCK电路的参数如上，可以近似计算出传递函数的零极点，其中20lgVin=20lg5为传递函数的DC增益。
粗略画出补偿前传递函数的幅频和相频曲线，其中幅频曲线与0的交点为交叉频率。为了保证过频的稳定，需要补偿到1/10开关频率的位置，补偿前显然不在1/10开关频率。
为了补偿H，选择了单个零极点补偿网络，可以为整个反馈回路提供一个额外的零极点，从而校正H。
一般补偿网络极点fp=1/2的开关频率，零点是H中原极点fp0的0.75倍.
上面给出了补偿网络中各参数的计算公式，补偿完成后电路可以稳定。
通过电路仿真可以看出，输出电压最终稳定在3V，其他信号波形也与分析一致。
电路启动时，输出电压为0，电压采样小于基准电压，于是反馈网络的输出被上拉(蓝色波形)，导致比较器输出持续为0，PMOS长时间导通，输出VO长时间充电，VO电压持续上升，采样电压超过VREF， 于是反馈网络的输出被下拉(蓝色波形)，导致比较器的输出为1，NMOS开启，输出开始放电，VO降低，以此类推，逐渐达到稳定。 因此，只要电路提供电源电压、地电压和参考电压VREF，就可以得到任何小于VDD的稳定电压。但如果反馈网络设计不到位，电路会继续振荡，无法达到稳态。
