1导言
在国内，低压通信电源已经成熟，高压开关电源还处于研究阶段。大功率DC开关电源的输入一般多为220 V交流电网。为了减少对电网的谐波污染，提高输入功率因数，一般通过PFC级进行整流，然后将PFC级的输出电压送到DC/DC级进行转换。而高压DC开关电源输出电压较大，会对DC/DC舞台产生较大影响。
这里研制的高压DC开关电源采用两级变换装置，前220 V交流电通过不控整流和APFC得到380 V稳定的DC。在后一级，选择了一种改进的带箝位二极管的ZVS移相全桥变换器。经过变压器改造和隔离，采用全桥不控整流和LC滤波，最终获得精确的240 V DC输出。设计了控制系统，选择了合理的参数，提高了开关电源的性能。实验验证了该设计的可行性和有效性。
2主电路设计
2.1有源功率因数校正电路
APFC采用全控开关器件组成的开关电路控制输入电流波形，使输入电流成为与电源电压同相的正弦波，功率因数高达0.995，彻底解决了整流电路的谐波污染和功率因数低的问题。这里采用软开关单相APFC，其主电路如图1所示。
2.1.1 APFC软交换电路
在图1中，为了使主开关晶体管VQ实现ZVS，引入了辅助开关晶体管VQx。VQ每次状态转换前，VQx导通，使辅助电路谐振，为VQ创造软开关条件。VQ完成状态转换后，尽快关闭VQx，使辅助电路停止谐振，电路再次运行在常规PWM模式。
2 . 1 . 2 APFC软开关谐振参数的选择
软开关APFC电路中的一个重要参数是谐振电感L1。可以通过二极管VDR的反向恢复时间tVDR来估计L1。如果谐振电感电流iL1的上升时间TR为3 TVDR，则最大电流上升率可确定为：di/dt=ILmax/(3tVDR)(1)。
其中：ILmax为最大电感电流。
L1的表达式是：L1=Uo/(di/dt)(2)。
其中，Uo为APFC的输出电压。
实际上L1=5 h 2.2 ZVS移相全桥变换器ZVS移相全桥变换器充分利用开关器件寄生电容、变压器漏电感、线路电感等主电路寄生参数，实现软开关。DC/DC级采用改进的ZVS全桥转换器，初级加箝位二极管，如图2所示。该变换器在一个开关周期内有18种开关模式，其工作波形如图3所示。
2.2.1移相全桥ZVS的实现
开关管之所以在零电压下关断，是因为结电容的作用，两端电压不能突变。当零电压导通时，需要足够的能量对待导通开关的结电容进行放电，对待关断开关的结电容进行充电，同时从变压器初级绕组中的寄生电容CTR吸取电荷。对于超前桥臂，能量是由谐振电感Lr和滤波电感Lf转换到原边提供的，非常大，所以很容易实现ZVS。对于滞后桥臂，由于此时变压器副边短路，能量仅由Lr提供，很难实现ZVS。尤其是负载很轻时，Lr中的能量不足以完成结电容的充放电转换，滞后的桥臂无法实现ZVS。为了满足滞后桥臂的ZVS，Lr的值必须更大。
2.2.2次级占空比丢失
次级占空比Ds小于初级占空比Dp，两者之差为次级占空比损耗，即Dlose=Dp-Ds。占空比丢失的原因是一次电流ip由正(或负)变负(或正)，负载电流需要一段时间，即图3中的[T3 ~ T6]和[[t12~t15]]。在此期间，原边虽有电压，但ip不足以提供负载电流，副边整流管全部开通，原副边变压器短路，负载处于续流阶段，整流输出为零。这样副边就损失了[t3 ~ T6]和[T12 ~ T15]的方波电压，其与开关周期ts的比值为Dloss，Dloss=(t3，6t12，15)/ts=2t3，6/ts，其中t3，6=lr [ILF (T3)-ILF (T6。
根据公式(3)，Dloss与Lr和iLf成正比，与Uin和变压比K成反比.所以Lr的取值需要权衡，既要保证在尽可能宽的范围内实现软开关，又不能太大，以免造成较大的占空比损失。
谐振电感的选择
为了实现ZVS，Lr必须满足以下要求：
其中：I为滞后开关管关断时ip的大小；Coss是开关管在Uin时的输出电容。
如果在1/3负载以上实现滞环桥臂的软开关，要求输出滤波器电感电流的最大纹波ILf为最大输出电流的20%，则：I=(Io/3 ILf/2)/K=4.09 A(5)。
从式(4)中可以发现LR为19 h，实际选择20h . 2 . 2 . 4 ZVS移相全桥变换器的输出整流二极管并不工作在软开关状态，有一个反向恢复的过程。输出整流二极管换向时，Lr(包括变压器漏电感)、整流桥二极管结电容和变压器寄生电容之间会产生谐振，在整流桥输出端引起寄生振荡和电压尖峰。这里，通过在原边增加一个箝位二极管解决了这个突出的问题。为了详细说明箝位二极管的抑制作用，对图3中的模式T [t7，t8]进行分析：在t7时刻，Lr和CVDR1、CVDR4的电压上升到Uin/K，此时C点电位变为零，箝位管VDVQ2导通，uBC箝位在Uin，因此CVDR1、CVDR4的电压箝位在。此时iLr=-I4，ip=iLr iVDVQ2。在t8，iVD VQ2线性降至零，VD VQ2自然关闭，模式结束。
2.2.5变压器一次DC分量的抑制
在实际电路中，当开关管的开关速度或开关压降不同时，或者开关管的驱动信号不一致时，功率转换电路工作在不平衡状态。此时磁通变化幅度不同，工作区域会偏向一个象限，造成磁芯单向饱和，ip过大，导致开关管损坏，最终使变换器无法正常工作。为了使全桥转换电路更可靠地工作，通过转换DC阻塞电容Cb来抑制变压器初级电压的DC分量。Cb和输出滤波电感转化为初级的电感值，形成串联谐振网络，谐振频率表达式如下：
转换为变压器原边的滤波器电感值为LLf=K2Lf。为了使Cb的充放电尽可能线性化，fT必须远小于变换器的开关频率fs，取fr=0.1fs，由式(6)可知，LLf=K2Lf，fr=0.1fs，Cb=1.2F。实际上是并联两个1F/400 V的云母电容。
3控制系统的设计
3.1 APFC控制方案
APFC控制采用平均电流法，系统框图如图4所示。电流环使输入电流更接近正弦波，电压环使APFC的输出电压稳定。
这里采用APFC控制器UCC3818实现双环控制，其输出的PWM脉冲可以直接驱动开关管。双环路调节器如图5所示。
相应的PI参数可以通过计算电压、电流环路增益和穿越频率来确定。实际设计参数为：Ru=56k，Cu1=3.3F，Cu2=0.3F，Ri=16k，Ci1=Ci2=1.1 nF。3.2 ZVS全桥变换器控制方案。DC/DC级采用单电压环控制方式，在电压环的基础上增加了电流限制。只有电压环路控制输出电压。一旦输出电流超过限流值，限流环路就会通过降低输出电压将输出电流稳定在限流值。控制由UCC3895芯片实现，控制系统框图如图6所示。
选择超前-滞后补偿网络实现控制。与一般的滞后补偿网络相比，该网络增加了微分环节，改善了控制系统的动态性能。具体链接如图7所示。
补偿网络的传递函数GC(s)={(1sr 2 C1)[1s(r1r 3)C3]}/{[sr1(C1 C2)][1sr 2 C1 C2/(C1 C2)](1sr3c 3)}。对ZVS移相全桥变换器进行小信号建模，采用零极点补偿法设计参数。实际选取的参数为：R1=91k，R2=4.8k，R3=2k，C1=0.1F，C2=0.02F，C3=1F. 4实验结果为了验证高压DC开关电源主电路结构和控制方案的可行性，a 2。主电路参数：APFC部分为交流220 V输入输出DC电压380 V:ZVS全桥变换器部分，输出DC电压240 V，输出电流10 A，主功率开关VQ1~VQ4为IXFX 48N 60 P(48 A/600V)；
输出整流二极管VDR1~VDR4为DSEI30-10A，箝位二极管VDs1、VDs2为DSEI30-06A，变压器原边匝数比为1.06，输出滤波电感Lf=300H，输出滤波电容Cf=56Fx8，开关频率fs=80 kHz。图8a所示为APFC主开关管在1/3负载下的波形，实现了软开关。图8b示出了当输出电压突然增加一半负载时的APFC波形。从图中可以看出，其性能不错。根据1/3负载下测得的波形，超前和滞后桥臂实现ZVS。从变压器次级和整流桥的输出电压波形来看，没有箝位二极管时的电压尖峰是正常值的两倍以上，加入箝位二极管后电压尖峰几乎消除，解决了整流桥输出寄生振荡的问题。可以看出，DC/DC液位控制系统的设计是合理的，超前和滞后补偿环节提高了系统的动态性能。
5结论
研制了一种两级高压DC开关电源。第一级采用单相有源软开关PFC提高功率因数，合理设计谐振参数可以实现软开关，降低开关损耗。控制部分采用PI调节器，性能良好。在后一级，选择了一种改进的带箝位二极管的ZVS全桥变换器。实验结果表明，该电路结构能有效抑制次级整流桥的输出振荡和电压尖峰，降低损耗。该方法简单实用。控制系统的方案选择和PID参数的合理设计提高了高压DC开关电源的动静态性能。
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